当电感量低出设计正常值时，达到同样的峰值电流需要的时间就更短。Δt=L*ΔI/V，ΔI在DCM模式时等于峰值电流，而峰值电流是固定的。V就是Vin，为常数。所以L低会造成Δt下降，也就是Ton下降。

根据伏秒平衡，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np，Ns为常数，Ton的下降同样也造成Td下降。由于Td比上周期T为固定值，Td下降造成T变小，所以频率就升高了。但是由于有频率的限制。所以设计时要注意在重负载时，频率不能工作在频率，这样电感量的变化将得不到补偿。

应适当低于工作频率。电感量高出正常值时，结果当然是相反的。Io=(Td/T)*(Np*Ipk/Ns)/2。只要Ipk，Td/T不变，输出电流也就不变。所以电感量变化引起的是频率的变化。从公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。I固定，输出功率不变，L的变化引起的是频率f的变化。但一定要注意工作频率限制。

电源参数（7*1WLED驱动）：输入AC90-264V输出：25.8V0.3A；文中的方案采用芯联半导体的CL1100，从IC资料上可以看出Td/T=0.5CS脚限制电压Vth_oc为0.91VFB基准为2V。

占空比D取0.45Vin取90V整流管VF取0.9开关频率取50KHZ变压器用EE16。

AE=19.3mm^2VCC供电绕组电压取22V（考虑到不同串数LED的兼容性VCC绕组电压取得较高，但通常根据经验，取芯片值减去2v）。

计算次级峰值电流Ipks：

Io=(Td/T)*Ipsk/2

Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A

计算反射电压Vor：根据伏秒平衡

Vin*Ton=Vor*Td

Vin*Ton/T=Vor*Td/T

Vin*D=Vor*Td/T

90*0.45=Vor*0.5

Vor=81V

计算匝比N：

Vor=(Vo+Vf)*N

N=81/(25.8+0.9)=3.03

计算初级峰值电流（考虑到初级电流一部分在转换时的损耗，如吸收中的一部分损耗，磁芯损耗，输出电容损耗，次级铜损）初级电流损耗取输出电流的7%：

Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.424

计算初级电感量：

Vin/L=ΔI/ΔtDCM模式时ΔI等于Ipk

vin/L=Ipk/(D/f)

L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH

计算初级圈数Np，Ns（B取0.3mT）：

NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TS

NS=NP/N=140/3=46.6TS取47TS时反算47*3.03=142TS

NA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS

电压取样电阻：

当供电绕组电压取22V时，FB基准为2V，上下取样电阻正好为10比1，取6.8K和68K。

电流检测电阻Rcs：

Rcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15用2.7并11欧电阻。

二极管反压=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V取耐压200V的SF14。

MOS耐压及漏感尖峰取Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V考虑到功耗选用2N60。

通过以上的内容，相信大家对于小功率电源中PSR控制电感量补偿的原理有了一定程度的了解。